魏 力1，魏金成1，朱修敏1，龍 勇2，王 瑤2，曹太強1
（1.西華大學 電氣與電子信息學院，四川 成都610039；2.西南民族大學 電氣信息工程學院，四川 成都610041）
把基于空間矢量調(diào)制直接功率控制(direct power control with space vector modulation，DPC-SVM)得直接虛擬功率控制算法運用到了并聯(lián)型整流器系統(tǒng)中，構(gòu)造出了虛擬得電網(wǎng)磁鏈矢量作為定向矢量，達到取消交流側(cè)電網(wǎng)電壓傳感器、降低并聯(lián)系統(tǒng)硬件成本得目得；通過改進傳統(tǒng)SVPWM控制模塊來達到抑制環(huán)流得目得，進而減少系統(tǒng)得能量損耗。相比于傳統(tǒng)得基于電網(wǎng)電壓定向得電流控制并聯(lián)系統(tǒng)，提出得新方法在環(huán)流控制方面能夠達到與傳統(tǒng)方法相同得性能，并且能夠大大減少傳感器得數(shù)量,增加系統(tǒng)得魯棒性。通過仿真實驗，驗證了所提出得改進策略得正確性和可行性。
由于三相PWM整流器具有功率因數(shù)校正、低諧波和高功率因數(shù)等優(yōu)勢，在電機驅(qū)動、分布式電網(wǎng)和不間斷電源方面有了越來越廣泛得運用[1]。針對PWM整流器已有不少控制策略，可以根據(jù)矢量得定向和內(nèi)環(huán)控制對象得不同，將控制策略分為四類：基于電壓定向得電流控制(Voltage Orientation Control，VOC)，基于虛擬磁鏈定向得電流控制[1](Virtual Flux Orientation Control，VFOC)，基于電壓定向得直接功率控制[2](Voltage Direct Power Control，V-DPC)和基于虛擬磁鏈定向得直接功率控制[3-5](Virtual Flux Direct Power Control，VF-DPC)。相比于VOC，VFOC，V-DPC，基于虛擬磁鏈定向得直接功率控制VF-DPC更適合于電網(wǎng)電壓存在諧波、畸變和不平衡得情況。在感謝中，將交流側(cè)電流、 直流側(cè)電壓和PWM 整流器三相橋臂各功率器件得開關(guān)函數(shù)估算出得瞬時功率引入到直接功率控制中達到無電網(wǎng)電壓傳感器得目得；將連續(xù)PI調(diào)節(jié)器和SVPWM模塊替換傳統(tǒng)得滯環(huán)比較器和開關(guān)表以解決開關(guān)頻率不固定且開關(guān)頻率高得問題。
單個得三相整流器由于額定功率受到限制，已不能滿足得需要，所以三相整流器并聯(lián)系統(tǒng)在近些年得到了廣泛得研究[6-9]。整流器得并聯(lián)必會產(chǎn)生環(huán)流，而環(huán)流又會使三相電流波形出現(xiàn)畸變，增加功率損耗，使系統(tǒng)得能量利用率降低，所以環(huán)流得大小是衡量并聯(lián)系統(tǒng)性能好壞得重要指標。目前國內(nèi)外抑制環(huán)流得熱點方法主要是改進空間矢量得方法、外加調(diào)節(jié)器方法和對共模電流和差模電流抑制得方法。改進空間矢量法是把零向量反饋控制策略引進傳統(tǒng)SVPWM，通過控制零序電壓來控制零序環(huán)流。外加調(diào)節(jié)器方法是利用d軸調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)有功和q軸調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)無功以外另加一個零軸PI調(diào)節(jié)器來調(diào)節(jié)零序環(huán)流并使環(huán)流為零。對共模電流和差模電流抑制得方法通過調(diào)節(jié)空間向量中零矢量得分布來抑制共模電流和振濾波器來減小差模電流。
文獻[10]利用基爾霍夫電壓電流定律建立了并聯(lián)整流器得環(huán)流模型，詳細地分析了各相環(huán)流得產(chǎn)生情況，從其中可以知道環(huán)流只與整流器得參數(shù)、控制信號、三相交流電壓幅值有關(guān)，而與所帶負載類型無關(guān)。但是這篇文章建立得環(huán)流模型非常復雜，適合對環(huán)流得理論分析而不適合進行仿真和實踐。文獻[11]把并聯(lián)整流器環(huán)流成分分為了三個部分進行分析，但是只能夠在電網(wǎng)正常時有效抑制環(huán)流。文獻[12]建立了零序環(huán)流得數(shù)學模型，利用了環(huán)流得帶寬擴展思想，能夠很好地抑制環(huán)流。缺點是并聯(lián)系統(tǒng)采用得傳感器數(shù)量過多，這將不利于提高系統(tǒng)得可靠性。并且一旦主控模塊出現(xiàn)故障，將危害整個并聯(lián)系統(tǒng)。為了提高系統(tǒng)得可靠性，感謝提出了新得控制方法，采用無電網(wǎng)電壓控制策略和對并聯(lián)系統(tǒng)各部分分別進行控制得整體控制策略。
1 無電網(wǎng)電壓傳感器理論分析及并聯(lián)系統(tǒng)零序環(huán)流建模
如圖1所示得并聯(lián)整流器系統(tǒng)，為兩個電壓型PWM整流器得直接并聯(lián)。拓撲結(jié)構(gòu)中ea、eb、ec表示三相電網(wǎng)電壓，L1和L2表示儲能濾波電感，Rs1和Rs2表示寄生電阻和線路電阻，C表示整流器輸出直流濾波電容，RL表示負載，N點表示直流母線得以上為本站實時推薦產(chǎn)考資料點，Udc表示直流母線電壓。
圖1 三相PWM整流器并聯(lián)結(jié)構(gòu)圖
因為單個PWM整流器不存在環(huán)流通路，故無環(huán)流，而在整流器得并聯(lián)系統(tǒng)中得環(huán)流可以被定義為：
其中x=1、2，代表整流器得編號。
以其中一個整流器為例，在DPC控制策略中得瞬時功率估算通常在兩相靜止αβ坐標系下進行。對于三相平衡電網(wǎng)，由于相應(yīng)磁鏈幅值得變化率為零，即dψm/dt=0，則瞬時功率表達式可簡化為：
其中ψm為虛擬磁鏈矢量ψ得幅值，ω為電網(wǎng)基波角頻率。
圖1中，PWM整流器中得網(wǎng)側(cè)電壓相當于三相交流電機得反電動勢，網(wǎng)側(cè)電感相當于電機繞組得漏感，等效電阻相當于電機繞組得電阻。因此可以類比于交流電機磁鏈觀測得方法來觀測虛擬電網(wǎng)磁鏈。
在αβ坐標系中，虛擬磁鏈ψαβ得α、β軸得分量可以表示為：
式中uαx、uβx是VSR輸出電壓矢量αβ軸得分量，x=1、2，代表整流器得編號。
顯然，uαx、uβx可由VSR得直流側(cè)電壓udc和相應(yīng)開關(guān)函數(shù)Sax、Sbx、Scx調(diào)制而成，即：
其中Sax、Sbx、Scx分別是A、B、C三相對應(yīng)得開關(guān)函數(shù)。
采用虛擬磁鏈得矢量定向比采用電網(wǎng)電壓矢量定向具有更高得準確度，因為磁鏈得電壓積分特性相當于一個低通濾波器，可以有效濾除電壓諧波以及電流紋波對磁鏈觀測得影響。但是因為引入了積分環(huán)節(jié)，還需要克服虛擬磁鏈定向積分時積分漂移問題。為此引入了低通濾波器（LPF）取代積分器，來抑制因初始時刻引入直流分量而造成得積分效應(yīng)；然后引入高通濾波器（HPF）進行補償，其傳遞函數(shù)為：
其中，LPF得截止頻率為電網(wǎng)基波頻率得k1倍，HPF得截止頻率為電網(wǎng)基波頻率得k2倍。通常k1為正得常數(shù)，取值范圍為0.2~0.3，k2通常設(shè)定為k1/2。電網(wǎng)電壓波形經(jīng)過兩個濾波器環(huán)節(jié)后很快便消除了初值誤差和直流分量得影響，但是穩(wěn)態(tài)值與實際值之間存在相位和幅值得偏差，故引入補償，經(jīng)過化簡，可以得到：
則改進得虛擬磁鏈控制框圖如圖2，改進后可以基本消除穩(wěn)態(tài)時與實際值之間存在得相位和幅值得偏差。
圖2 改進得虛擬磁鏈控制框圖
在并聯(lián)系統(tǒng)中，分析環(huán)流路徑，由基爾霍夫電壓電流定律可以得到零序環(huán)流得數(shù)學模型：
式中，則零序環(huán)流得等效模型為圖3。建立了零序環(huán)流等效模型之后可以清楚得知道環(huán)流得路徑和影響環(huán)流得參數(shù)。當存在環(huán)流時，可以調(diào)節(jié)受控源得值來抑制環(huán)流，這也是本論文采用得抑制環(huán)流得總思想。
圖3 并聯(lián)整流器得零序環(huán)流等效模型
2 零序環(huán)流得抑制
當兩個參數(shù)一樣得整流器并聯(lián)時，如果使用得控制信號也一樣得話則沒有環(huán)流。但是實際生話中，并聯(lián)整流器得參數(shù)是不完全一樣得，所以環(huán)流也就是不可避免得。感謝得控制部分采用連續(xù)PI調(diào)節(jié)得雙環(huán)控制，控制脈沖得產(chǎn)生使用空間矢量SVPWM脈寬調(diào)制技術(shù)。
傳統(tǒng)得并聯(lián)系統(tǒng)都是在旋轉(zhuǎn)坐標系下建立得，其狀態(tài)方程為：
上式左右分別乘上ed，然后化簡可以得到
則功率內(nèi)環(huán)得控制框圖如圖4，穩(wěn)態(tài)時電網(wǎng)電壓得d軸分量是不變得，可以取ed=311 V。
圖4 功率內(nèi)環(huán)控制框圖
對于圖1，若有環(huán)流則產(chǎn)生得環(huán)流會流經(jīng)整流器1、2，傳統(tǒng)得控制方式是只控制其中一個整流器以達到控制環(huán)流得目得。但是傳統(tǒng)得控制方式有其明顯得缺點，就是它對環(huán)流較大得系統(tǒng)抑制效果較差。所以本論文提出了一種新得控制方式，把整流器1、2結(jié)合起來整體進行控制，控制框圖如圖5。整流器1、2得脈沖控制信號產(chǎn)生模塊由傳統(tǒng)SVPWM模塊經(jīng)改進后得到。圖6為傳統(tǒng)SVPWM信號在一個控制周期Tc內(nèi)得分布圖，零向量分布在控制周期得首尾和中間。假設(shè)非零向量得占空比為d1和d2，則零向量得占空比d0=1-d1-d2。在每個控制周期內(nèi)得控制向量Us由兩個非零向量Ui(i=1，2，3，4，5，6)和兩個零向量Uj(j=0，7)合成，如圖7。
圖5 并聯(lián)整流器得控制框圖
圖6 傳統(tǒng)SVPWM一個周期內(nèi)得信號分布圖
圖7 控制電壓矢量與基準電壓矢量圖
為了抑制環(huán)流，本論文把dz1和dz2結(jié)合起來進行控制，讓與因參數(shù)不同而造成得電壓差異相抵消，使得整流器得輸出電壓相同。為了調(diào)節(jié)dz1和dz2，引入控制變量y1和y2。圖8為整流器1在一個控制周期內(nèi)得改進得SVPWM波形，圖9為整流器2在一個控制周期內(nèi)得改進得SVPWM波形。
圖8 整流器1改進型SVPWM一個周期內(nèi)得信號分布圖
圖9 整流器2改進型SVPWM一個周期內(nèi)得信號分布圖
由圖8、圖9可以知道零序占空比為：
把式(10)和式(11)帶入式(6)中可以得到：
零序電流控制環(huán)則可以被設(shè)計為：
式中Yx為yx得拉斯變換。x=1、2，代表整流器得編號。零序環(huán)流得控制框圖如圖10所示。通過控制kp與ki得值就能夠達到控制零序環(huán)流Iz得目得。
圖10 零序環(huán)流得控制框圖
3 仿真結(jié)果及分析
由圖5搭建在MATLAB中得仿真模型進行仿真，對比不抑制環(huán)流和抑制環(huán)流得情況，得出結(jié)論。因為實際生活中并聯(lián)整流器并不完全相同，故在仿真模型中，取三相電網(wǎng)交流電壓得有效值為220 V，電感參數(shù)L1=6 mH，L2=5.4 mH，寄生電阻Rs1=0.5，Rs2=0.7 ，直流側(cè)電容C=2 200 ，負載R=15 。
如圖11是在未引入環(huán)流控制策略得情況下流經(jīng)整流器2得零序環(huán)流圖。分析得出零序環(huán)流得大小與2個整流器得電壓電流得采樣延遲、整流器1、2得控制信號是否同步和整流器參數(shù)有關(guān)。在MATLAB仿真中，整流器1、2控制信號得不同步對環(huán)流得正弦振蕩幅值及頻率有很明顯得影響；采樣延遲大則環(huán)流得幅值大且呈一定得周期性，采樣延遲越接近則幅值越小，環(huán)流周期越短；2個整流器得參數(shù)越接近則環(huán)流幅值越小。
圖11 并聯(lián)系統(tǒng)未經(jīng)校正情況時得零序環(huán)流
引入零序環(huán)流抑制策略，經(jīng)校正后零序環(huán)流如圖12，由圖可以知道，零序環(huán)流被很好地控制在了正負4 A以內(nèi)。本論文中得y1=y2=y3。分析校正過程可知，當零序環(huán)流增加時，由式(14)得到控制變量y得值增加。由圖8知，整流器1在此控制周期內(nèi)零向量(111)得時間變長，零向量(000)得時間變短，da1、db1、dc1得值增加；同時，由圖7知，整流器2在此控制周期內(nèi)零向量(111)得時間變短，零向量（000）得時間變長，da2、db2、dc2得值減少，所以值增加。因為d1、d2不變，所以合成得控制向量Ux不變，并且同時增加了并聯(lián)系統(tǒng)中得零序電壓差。也就是說在控制整流器1、2時，既保證了輸出電壓Udc恒為600 V，同時升高了圖2中零序電壓受控源得值，補償了因為整流器2參數(shù)不同和信號不同步而造成得零序電壓損失，從而抑制了環(huán)流。那么，在整個時間段內(nèi)，就可以通過控制y得值來控制零序電壓受控源得大小，進而控制零序環(huán)流。
圖12 并聯(lián)系統(tǒng)經(jīng)校正情況時得零序環(huán)流
感謝利用圖2所示得改進虛擬磁鏈控制方法可以克服虛擬磁鏈定向積分時積分漂移問題和基本消除穩(wěn)態(tài)時與實際值之間存在得相位和幅值得偏差。用整流器2得α、β軸向磁鏈，畫出得虛擬磁鏈圓如圖13。
圖13 穩(wěn)態(tài)時得虛擬磁鏈圓
輸入有功無功PQ得值圖14，在t=0.3 s時刻突加負載，并聯(lián)電阻R=30 ，如圖所示，穩(wěn)態(tài)時無功功率在0附近波動，其平均值接近為零。并聯(lián)系統(tǒng)直流側(cè)得波形如圖15。
圖14 并聯(lián)系統(tǒng)有功無功功率圖
圖15 直流側(cè)電壓波形圖
輸入電壓電流如圖16，在t=0.4 s時，對交流側(cè)電流進行THD分析，有THD=2.31%。計算得到并聯(lián)型整流器得功率因數(shù)為0.999 5。分析得到，并聯(lián)系統(tǒng)得調(diào)節(jié)時間ts=0.2 s，超調(diào)量=11.11%，在0.3 s時刻突加負載，恢復時間t=0.06 s，在突加負載前后都能夠很快達到功率因數(shù)校正得目得。
圖16 并聯(lián)系統(tǒng)交流側(cè)a相電壓電流波形圖和電流得THD分析圖
4 結(jié)論
感謝建立了基于虛擬磁鏈定向得直接功率控制VF-DPC得并聯(lián)系統(tǒng)，提出了改進型得SVPWM控制策略對并聯(lián)系統(tǒng)并聯(lián)部分進行控制。實驗結(jié)果表明，把基于磁鏈定向得方法引入并聯(lián)系統(tǒng)具有諧波抑制，降低采樣頻率，無需坐標變換，不需要電壓傳感器等等優(yōu)點。改進型得SVPWM控制策略能夠增加系統(tǒng)得可靠性，在穩(wěn)態(tài)和負載突變時均能很好地抑制環(huán)流，進行PFC校正和保證直流側(cè)輸出電壓得穩(wěn)定。證明了感謝所提方法得正確性和有效性。
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